Transverter 144 MHz \ HF, QRP
Preambolo
Il titolo è inconsueto,
generalmente i transverter, che siamo
stati abituati ad analizzare e poi a replicare, recano un titolo almeno
scritto al contrario, in altre parole 144Mhz è la frequenza in cui
trasmettere o ricevere utilizzando un apparato HF. Il progetto è nato circa
sei anni addietro ed è stato presentato all’annuale concorso di autocostruzione delle sezioni
ARI, durante il Simposio di Orvieto. IK0OED: “……………Pippo ho un “290” con cui vorrei operare in
HF; QRP, al massimo 4 Watt, dalla macchina e ………….e………..” I0FTG: “Alberto…., un FT290 in
quaranta metri….,che freddo solo a pensarci………….” Il progetto
Il progetto è diviso in
tre parti:
Le bande operative in TX
sono quattro: 80, 40, 20 e 15 metri. In ricezione è quasi una
sintonia continua, in altre parole passi di 2 MHz da poche decine di KHz
a 22 MHz. Un altro dato importante
per la progettazione è il costo del transverter e
quindi la possibilità di utilizzare il primo fornitore economico dello
sperimentatore: il cassetto; vi ricordate le brache di Eta-beta, personaggio amico di Topolino, il mio
cassetto….. I componenti
della parte digitale della sintesi sono quasi di mezza età, il comparatore di
fase è un MC4044; è stato il comparatore fase frequenza dei miei primi
sintetizzatori per i TX in banda 2° (FM broadcasting) 1974 \ 1978. Il prescaler,
che divide per 10 il segnale del VCO, è il 95H90
(altro giovane ultra trentenne), con il canonico traslatore
di livello ECL \ TTL. Non da meno il divisore
programmabile, realizzato con i vetusti 74LS192; l’applicazione circuitale è comunque innovativa (HI). Front-end \ mixer
Nella versione iniziale
era stato previsto un primo stadio attivo realizzato con un Norton (retroazione non dissipativa),
in pratica (prova strumentale) il punto d’intercetta
del terzo ordine, con lo stadio attivo, dava una prestazione del tipo “senza
gloria e senza inganno”; in altre parole è stato un aumento di costo e non di
prestazione. Il problema evidenziato è
causato dalla dinamica della prima IF non adeguata
(FT290) e la terminazione del mixer che con il norton
risultava aleatoria. La soluzione vincente è stata individuata in un attenuatore
da 5dB, prima del filtro passo basso che alimenta la porta RF del mixer. L’attenuatore
”termina”, insieme all’antenna, con una componente
reale nella banda di funzionamento HF, il filtro passo basso. Il mixer, di conseguenza,
lavora in luogo parzialmente adattato, offrendo più resistenza ad
intermodulare in presenza dei segnali intensi della
propagazione notturna con antenna full-size (banda
dei 40 metri). Il filtro passo basso è
con risposta di tipo “ellittica”, in altre parole il filtro è progettato a
cinque poli a cui si aggiungono altri due in parallelo alle induttanze. La risposta è con due notch nella banda FM broadcasting, con un’attenuazione di
oltre 95dB; la banda non interessata da attenuazioni
si estende fino a 22MHz con una perdita di ritorno migliore di –23dB. Simulazione filtro
Il mixer (TFM2H o TFM1H) è
di tipo bilanciato, la porta dell’oscillatore locale è alimentata con una
potenza di +17dBm (50mW), ha il contenitore in metallo che risulta
un ulteriore ed utile schermo per il nostro impiego. La porta IF è collegata
all’ingresso RF dell’apparato FT290; tramite un commutatore manuale è
possibile inserire un attenuatore per migliorare la
resistenza ai segnali forti all’ingresso del “290”. Schema elettrico
Quattro relè del tipo
TQ2-12 realizzano la commutazione RX-TX
riutilizzando per la trasmissione le parti nobili. In TX, la potenza d’uscita
del ricetrasmettitore 144MHz è caricata su 50 ohm, un resistore variabile,
inserito in un attenuatore, regola l’ampiezza
d’ingresso al mixer per la linearità ricercata. Foto del circuito Front-end / Mixer del prototipo
Nella foto è visibile il filtro passo basso d’ingresso, il mixer e due relè trasformati per uso RF (HF!).
Amplificatore larga banda con finale in grado di
erogare da 2W a 4W
L’amplificatore è formato da quattro dispositivi attivi recenti, la circuiteria è innovativa. Il primo stadio è un MMIC
(MAV11) che riesce ad erogare in linearità oltre 10dBm,
il guadagno è di circa 10dB. I due dispositivi che
seguono realizzano un solo stadio amplificatore, con caratteristiche inusuali. L’ingresso è prossimo ai
50 ohm, l’impedenza d’uscita è volutamente resistiva
attorno 2.2 ohm ed è realizzata dal valore del
resistore d’uscita; un’altra prestazione importante è il grado d’isolamento
tra uscita ed ingresso di oltre 60dB; è eliminata di conseguenza ogni instabilità
di funzionamento (il MAV11 non ha il funzionamento stabile sotto 50MHz). Lo stadio finale è
adattato in ingresso per oltre due ottave senza ulteriori
trasformazioni; in uscita un trasformatore realizzato in un nucleo
binoculare, permette di erogare, nelle quattro bande, una potenza di circa
+33dBm (2 Watt). Tre relè TQ2-12 inseriscono il filtro passo basso rispettivo alla banda in
cui vogliamo operare, la commutazione è studiata in modo da limitare
l’emissioni in bande non amatoriali, nel margine del passo di frequenza (2 MHz), tramite l’informazione trasmessa dalla sintesi, Schema elettrico
Simulazione per il filtro passo basso per i 40 metri
La simulazione mostra la
metodologia per la progettazione dei filtri d’uscita. La perdita d’inserzione
nella banda d’interesse è minore di 0.2dB, la perdita di
ritorno è migliore di –23dB. I due nocth
agiscono severamente nella seconda armonica (14MHz) e nella terza armonica
(21MHz).
Analisi Monte Carlo L’analisi con il metodo
Monte Carlo, sopra rappresentata, consente di valutare la risposta nel caso
che i valori dei componenti abbiano una variazione
(il test è stato condotto con un delta del 5%). Tutto questo consente di
scoprire le criticità sui componenti. Lo stadio amplificatore con due BFG135
La simulazione riporta la
risposta dello stadio amplificatore che adatta l’ingresso del finale a 2.2 ohm La curva blu è il guadagno (30dB), la curva rossa è la perdita di
ritorno in ingresso, in altre parole il dispositivo MAV11 lavora in
condizioni “ideali” con oltre 33dB di perdita di ritorno. La curva verde è
l’isolamento tra uscita ed ingresso (oltre –60dB), quello che in gergo chiamiamo “return-gain”. Sintesi di frequenza
L’oscillatore comandato in
tensione è realizzato con un BFR96S con il circuito oscillante di tipo serie;
l’induttanza è una bobina tipo BV5036 della Neosid,
la capacità variabile è realizzata con due diodi varicap
BB621. L’uscita, tramite un
partitore capacitivo ed un divisore a due vie resistivo,
pilota, da una parte, l’amplificatore realizzato con un MMIC tipo ERA5,
dall’altra il circuito digitale che realizza la sintesi di frequenza. Il divisore programmabile
è realizzato con una divisione fissa per 10 (prescaler
95H90) ed una parte variabile con due 74LS192; il comando è comunque su un solo 74LS192 realizzato con una matrice a
diodi e commutatore ad 11 posizioni. Dal commutatore è derivato
il comando che abilita il filtro d’uscita in TX. L’oscillatore di
riferimento è realizzato con un ibrido, per schede
computer, funzionante a 10MHz, due divisori fissi realizzati con il 74LS90
forniscono la frequenza di comparazione di 200KHz al dispositivo
MC4044. Il filtro di “loop” è realizzato con un transistor 2N2222 che pilota
l’amplificatore interno al comparatore e relativi componenti
passivi. Schema elettrico
Accoppiatore direzionale con rivelatori per la lettura
della potenza diretta e riflessa L’accoppiatore
direzionale utilizza una ferrite binoculare Siemens
“violetto”, dimensioni 6 per 6 millimetri circa. I due avvolgimenti primari
(1 spira) sono realizzati con filo di rame smaltato da 0.5 mm, mentre i due
secondari (5 spire) sono realizzati sempre con filo di rame smaltato ma di
0.3 mm. I due potenziometri
semifissi attuano la lettura tramite i milliamperometri
utilizzati, in altre parole sono regolati per la taratura delle letture della
potenza diretta e della potenza riflessa Schema elettrico
Foto zona accoppiatore direzionale
I diodi utilizzati nel
prototipo, visibile nella foto, sono gli HP 2800 in contenitore SMD. Foto del transverter montato da IK0OED nella “valigetta del
perfetto OM”
Sotto il “290” alloggia
la filare……..
L’interno del transverter assemblato da IK0OED completo
di accordatore. Non sono stati realizzati
i circuiti stampati, il montaggio è stato effettuato
con varie tecniche. La sintesi, completa di
commutatore e parte RF, è in un “mille fori” con fori metallizzati, una
cornice (bandella) di ottone, alta circa 25mm, e due
coperchi realizzano il suo contenitore schermato. L’amplificatore è realizzato
dentro un contenitore in ottone di forma rettangolare (solita bandella e
coperchi), il montaggio è realizzato tramite strisce di FR4 da 0.8mm per la
lunghezza necessaria e i componenti che sono del
tipo SMD. Lo stesso è per il
front-end \ mixer. La prova in aria. La banda della verità, per
i ricevitori HF, è quella dei 40 metri cominciando l’ascolto almeno un ora prima dal tramonto. Più severo è far
coincidere tutto questo con un contest a partecipazione mondiale…….. È stato impressionante il
risultato, la ricezione risultava pura da
interferenze da intermodulazione ed era un piacere sentire gli Stati Uniti in
banda broadcasting con certi segnali accanto da paura. Il filtro di media del
290, la mancanza di non poter stringere la banda IF si sentiva, ma non era
poi indispensabile in SSB. Con i 4W
e il dipolo, sempre in 40 metri e verso sera, ho collegato uno SM a cui ho
comunicato le condizioni di lavoro……il QSO è terminato dopo una buona
mezz’ora di dati tecnici sul transverter. La costruzione è da
sconsigliare al neofita che non è assistito da una
persona già “iniziata” e con un minimo di strumentazione. Buon lavoro, 73s, Pippo
I0FTG ftg.gristina@tin.it |
